Digitaalisesta analogiseksi muuntimen toimintaperiaate. Ulkoisen referenssijännitteen V REF kohina. Joidenkin DAC:ien parametrit
Yksinkertaisin digitaali-analogimuunnin (DAC) on yksibittinen muunnin. Yksinkertainen rajoittava vahvistin, jota voidaan käyttää sellaisena DAC:na, voi toimia sellaisena DAC:na. CMOS-tekniikalla tehty on erityisen sopiva, koska tässä tekniikassa ykkösen ja nollan lähtövirrat ovat yhtä suuret. Tällainen digitaali-analogi-muunnin on esitetty kuvassa 1.
Kuva 1. Kaaviokuva yksibittinen digitaali-analogimuunnin (DAC)
Yksibittinen DAC muuntaa muotoon analoginen muoto numeromerkki. Digitaalisesta analogiamuunnokseen erittäin suurella näytteenottotaajuudella, monta kertaa korkeammalla kuin Kotelnikovin taajuus, tällainen muunnin on varsin riittävä, mutta useimmissa tapauksissa korkealaatuinen digitaali-analogiamuunnos vaatii Suuri määrä päästöt. Tiedetään, että binääriluku kuvataan seuraavalla kaavalla:
(1)Muuntaaksesi digitaalisen binäärikoodin jännitteeksi voit käyttää tätä kaavaa suoraan, eli käyttää analogista summainta. Asetamme virrat vastusten avulla. Jos vastukset eroavat toisistaan kertoimella kaksi, niin myös virrat noudattavat binäärilakia, kuten kaavassa (1) esitetään. Jos rekisterin lähdössä on looginen, se muunnetaan vastuksen avulla binääribittiä vastaavaksi virraksi. Tässä tapauksessa jännite toimii digitaali-analogiamuuntimena. Kuvatun periaatteen mukaan toimivan DAC:n piiri on esitetty kuvassa 2.
Kuva 2. Kaavio 4-bittisestä digitaali-analogiamuuntimesta summauksella painovirrat
Kuvan 2 kaaviossa toisen liittimen potentiaali on nolla. Tämä saadaan aikaan rinnakkaisella negatiivisella takaisinkytkellä, joka vähentää operaatiovahvistimen tuloimpedanssia. Siirtokerroin valitaan vastuksella, joka on kytketty operaatiovahvistimen lähdöstä tuloon. Jos vaaditaan yksikkösiirtokerroin, tämän vastuksen tulee olla yhtä suuri rinnakkainen vastus kaikki rinnakkaisrekisterin lähtöihin kytketyt vastukset. Kuvatussa laitteessa matalan kertaluvun virta on kahdeksan kertaa pienempi kuin korkean kertaluvun virta. Todellisen operaatiovahvistimen tulovirtojen vaikutuksen vähentämiseksi vastus, jonka resistanssi on yhtä suuri kuin kaikkien muiden vastusten rinnakkaiskytkentä, kytketään sen ei-invertoivan tulon ja yhteisen johdon väliin.
Ottaen huomioon, että kaikkien rekisteribittien lähdössä on joko nollajännite tai yhtä suuri kuin syöttöjännite, operaatiovahvistimen lähdössä oleva jännite toimii alueella nollasta miinus syöttöjännitteeseen. Tämä ei ole aina kätevää. Jos tarvitset laitteen toimimaan yhdestä virtalähteestä, sitä on muutettava hieman. Käytä tätä varten jännite, joka on yhtä suuri kuin puolet syötöstä operaatiovahvistimen ei-invertoivaan tuloon. Se voidaan saada resistiivisestä jännitteenjakajasta. Rekisterin lähtöasteen nollavirta ja yksi virta uusi järjestelmä täytyy täsmätä. Tällöin operaatiovahvistimen lähdössä oleva jännite vaihtelee välillä nollasta syöttöjännitteeseen. Yksinapaisella virtalähteellä varustetun digitaali-analogiamuuntimen piiri on esitetty kuvassa 3.
Kuva 3. Yksisyöttöinen D/A-muunnin
Kuvassa 3 esitetyssä piirissä lähtövirran ja jännitteen stabiilius varmistetaan rinnakkaisrekisterin syöttöjännitteen stabiiliudella. Yleensä kuitenkin syöttöjännite digitaaliset sirut erittäin äänekäs. Tämä kohina esiintyy myös lähtösignaalissa. Monibittisessä digitaali-analogiamuuntimessa tämä ei ole toivottavaa, joten sen lähtökytkimet saavat virran erittäin vakaasta, hiljaisesta muuntimesta. Tällä hetkellä tällaisia mikropiirejä tuottavat useat yritykset. Esimerkkejä ovat Analog Devicesin ADR4520 tai Maxim Integratedin MAX6220_25.
Moninumeroisten valmistuksessa digitaali-analogiamuuntimet On välttämätöntä valmistaa vastukset suurella tarkkuudella. Aikaisemmin tämä saavutettiin vastusten laserleikkauksella. Tällä hetkellä virtalähteinä ei yleensä käytetä vastuksia, vaan kenttätransistoreiden virtageneraattoreita. Kenttätransistoreiden käyttö voi vähentää merkittävästi DAC-sirun kokoa. Tässä tapauksessa virran lisäämiseksi transistorit kytketään rinnan. Tämä mahdollistaa korkean tarkkuuden nykyisen binäärilain ( i 0 , 2i 0 , 4i 0 , 8i 0 jne.). Suuri muunnosnopeus saavutetaan alhaisella kuormituskestävyydellä. Kuvan periaatteen mukaisesti toimivan digitaalisen koodinmuuntimen kytkentä lähtövirraksi on esitetty kuvassa 4.
Kuva 4. Sisäinen piiri DAC virtasummalla
Luonnollisesti myös kuvan 4 elektroniset kytkimet ovat kenttätransistoreja. Jos kuitenkin näytät ne kaaviossa, voit hämmentyä siitä, missä avain on ja missä virtageneraattori on. Koska kenttätransistori voi toimia samanaikaisesti virtageneraattorina ja elektroninen avain, niin ne yhdistetään usein, ja binäärilaki muodostetaan käyttämällä , kuten kuvassa 5.
Kuva 5. Sisäinen DAC-piiri yhtäläisten virtojen summalla
Esimerkki sirusta, joka käyttää virran summausratkaisua, on AD7945 DAC. Siinä virtojen summausta käytetään merkittävimpien bittien muodostamiseen. Jos haluat työskennellä matalan asteen numeroiden kanssa, . Lähtövirran muuttamiseksi jännitteeksi käytetään yleensä sitä operaatiovahvistin sen lähtöjännitteen nousunopeudella on kuitenkin merkittävä vaikutus digitaali-analogiamuuntimen suorituskykyyn kokonaisuudessaan. Siksi DAC-piiriä, jossa on operaatiovahvistin, käytetään vain laajakaistajärjestelmät, kuten ääni- tai televisiosignaalin muuntaminen.
Kuva 6. Digitaali-analogiamuuntimen binäärikoodi-jännite
Kirjallisuus:
Yhdessä artikkelin "Digital-to-Analog Converters (DAC) kanssa virran summaus" kanssa lukee:
http://site/digital/R2R/
http://site/digital/sigmaadc.php
Tässä artikkelissa käsitellään ADC:n toimintaperiaatteen pääkysymyksiä. erilaisia tyyppejä. Samanaikaisesti eräät tärkeät teoreettiset laskelmat koskien analogia-digitaalimuunnoksen matemaattista kuvausta jäivät artikkelin ulkopuolelle, mutta linkit löytyvät, joista kiinnostunut lukija voi löytää syvällisemmän pohdinnan teoreettisista näkökohdista. ADC:n toimintaa. Näin ollen artikkelissa on enemmän ymmärrystä yleiset periaatteet ADC:iden toimintaan kuin niiden toiminnan teoreettiseen analyysiin.
Johdanto
Lähtökohtana määritellään analogia-digitaalimuunnos. Analogi-digitaalimuunnos on prosessi, jossa syötetty fyysinen määrä muunnetaan sen numeeriseksi esitykseksi. Analogi-digitaalimuunnin on laite, joka suorittaa tällaisen muunnoksen. Muodollisesti ADC:n tuloarvo voi olla mikä tahansa fyysinen määrä– jännite, virta, vastus, kapasitanssi, pulssin toistotaajuus, akselin pyörimiskulma jne. Varmuuden vuoksi seuraavassa ADC:llä tarkoitamme kuitenkin yksinomaan jännite-koodi-muuntimia.
Analogia-digitaalimuunnoksen käsite liittyy läheisesti mittauksen käsitteeseen. Mittauksella tarkoitetaan prosessia, jossa mitattua arvoa verrataan johonkin standardiin analogia-digitaalimuunnoksen avulla, tuloarvoa verrataan johonkin vertailuarvoon (yleensä referenssijännitteeseen). Siten analogia-digitaalimuunnosa voidaan pitää arvon mittauksena tulosignaali, ja kaikki metrologiset käsitteet soveltuvat siihen, kuten mittausvirheet.
ADC:n tärkeimmät ominaisuudet
ADC:llä on monia ominaisuuksia, joista tärkeimmät ovat muunnostaajuus ja bittisyvyys. Muunnostaajuus ilmaistaan yleensä näytteinä sekunnissa (SPS) ja bittisyvyys on bittejä. Nykyaikaisten ADC:iden bittileveys voi olla jopa 24 bittiä ja muunnosnopeus jopa GSPS-yksikköä (ei tietenkään samaan aikaan). Mitä suurempi nopeus ja bittikapasiteetti, sitä vaikeampaa on saavuttaa vaaditut ominaisuudet, sitä kalliimpi ja monimutkaisempi muunnin. Muunnosnopeus ja bittisyvyys liittyvät toisiinsa tietyllä tavalla, ja voimme lisätä tehollista muunnosbittisyvyyttä nopeudesta tinkimällä.
ADC:iden tyypit
ADC-tyyppejä on monenlaisia, mutta tämän artikkelin tarkoituksia varten rajoitamme tarkastelemaan vain seuraavia tyyppejä:
- Rinnakkais ADC muunnos (suora muunnos, flash-ADC)
- Peräkkäinen approksimaatio ADC (SAR ADC)
- delta-sigma ADC (lataustasapainotettu ADC)
Suoran (rinnakkaismuunnoksen) ADC:illä on suurin nopeus ja pienin bittisyvyys. Esimerkiksi Texas Instrumentsin rinnakkaismuunnoksen ADC TLC5540 nopeus on 40MSPS ja vain 8 bittiä. ADC tämän tyyppistä muunnosnopeudet voivat olla jopa 1 GSPS. Tässä voidaan todeta, että liukuhihna-ADC:t ovat vieläkin suuremmat, mutta ne ovat yhdistelmä useita ADC:itä, joiden nopeus on pienempi, ja niiden huomioiminen ei kuulu tämän artikkelin piiriin.
Keskimmäinen markkinarako bittinopeus-nopeussarjassa on peräkkäisten approksimaatio-ADC:iden käytössä. Tyypilliset arvot ovat 12-18 bittiä muunnostaajuudella 100KSPS-1MSPS.
Suurin tarkkuus saavutetaan sigma-delta ADC:illä, joiden bittileveys on jopa 24 bittiä ja nopeus SPS-yksiköistä KSPS-yksiköihin.
Toinen ADC-tyyppi, joka on löytänyt käyttöä lähimenneisyydessä, on integroiva ADC. Integroituvat ADC:t on nyt korvattu lähes kokonaan muun tyyppisillä ADC:illä, mutta niitä löytyy vanhemmista mittauslaitteet.
Suora muunnos ADC
Suoramuunnos-ADC:t yleistyivät 1960-1970-luvuilla, ja niitä alettiin tuottaa muodossa integroidut piirit 1980-luvulla. Niitä käytetään usein osana "pipeline" ADC:itä (ei käsitellä tässä artikkelissa), ja niiden kapasiteetti on 6-8 bittiä jopa 1 GSPS:n nopeudella.
Suoramuunnos-ADC-arkkitehtuuri on esitetty kuvassa. 1
Riisi. 1. Rakennesuunnitelma Suora muunnos ADC
ADC:n toimintaperiaate on erittäin yksinkertainen: tulosignaali syötetään samanaikaisesti kaikkiin komparaattorien "positiivisiin" tuloihin ja "negatiivisiin" syötetään sarja jännitteitä, jotka saadaan vertailujännitteestä jakamalla ne vastuksilla. R. Kuvan piirille. 1 tämä rivi on seuraava: (1/16, 3/16, 5/16, 7/16, 9/16, 11/16, 13/16) Uref, jossa Uref on ADC-referenssijännite.
ADC-tuloon syötetään jännite, joka on yhtä suuri kuin 1/2 Uref. Sitten ensimmäiset 4 vertailijaa toimivat (jos lasket alhaalta), ja loogiset näkyvät niiden lähdöissä. Prioriteettikooderi muodostaa binäärikoodin ykkösten "sarakkeesta", joka tallennetaan lähtörekisteriin.
Nyt tällaisen muuntimen edut ja haitat käyvät selväksi. Kaikki komparaattorit toimivat rinnakkain, piirin viiveaika on yhtä suuri kuin yhden komparaattorin viiveaika plus viiveaika kooderissa. Komparaattori ja kooderi voidaan tehdä erittäin nopeasti, minkä seurauksena koko piiri on erittäin suorituskykyinen.
Mutta N bitin saamiseksi tarvitaan 2^N vertailijaa (ja myös kooderin monimutkaisuus kasvaa 2^N:n myötä). Kaavio kuvassa. 1. sisältää 8 vertailijaa ja siinä on 3 bittiä, 8 bitin saamiseksi tarvitaan 256 vertailijaa, 10 bitille - 1024 vertailijaa, 24-bittiselle ADC:lle tarvittaisiin yli 16 miljoonaa. Tekniikka ei kuitenkaan ole vielä saavuttanut tällaisia korkeuksia.
peräkkäinen approksimaatio ADC
SAR-analogi-digitaalimuunnin (peräkkäinen approksimaatiorekisteri) mittaa tulosignaalin suuruuden suorittamalla sarjan peräkkäisiä "painotuksia", toisin sanoen tulojännitteen arvon vertailuja arvosarjaan, joka on luotu seuraavasti:
1. Ensimmäisessä vaiheessa sisäänrakennetun digitaali-analogiamuuntimen lähtö asetetaan arvoon, joka on yhtä suuri kuin 1/2Uref (tässä oletetaan, että signaali on välillä (0 – Uref).
2. jos signaali on suurempi kuin tämä arvo, sitä verrataan jännitteeseen, joka on jäljellä olevan välin keskellä, ts. tässä tapauksessa, 3/4Uref. Jos signaali on pienempi vakiintunut taso, niin seuraava vertailu tehdään alle puolella jäljellä olevasta aikavälistä (eli 1/4Uref-tasolla).
3. Vaihe 2 toistetaan N kertaa. Näin ollen N vertailua ("painotuksia") tuottaa N bittiä tuloksesta.
Riisi. 2. Peräkkäisen approksimoinnin ADC:n lohkokaavio.
Siten peräkkäinen approksimaatio ADC koostuu seuraavista solmuista:
1. Vertailija. Se vertaa tuloarvoa ja "painotusjännitteen" virta-arvoa (kuvassa 2, ilmaistu kolmiolla).
2. Digitaali-analogimuunnin (DAC). Se luo "painon" jännitearvon tuloon vastaanotetun digitaalisen koodin perusteella.
3. Successive Approximation Register (SAR). Se toteuttaa peräkkäisen approksimaatioalgoritmin, joka tuottaa DAC-tuloon syötetyn koodin nykyisen arvon. Koko ADC-arkkitehtuuri on nimetty sen mukaan.
4. Näyte/pidä -kaavio (Sample/Hold, S/H). Tämän ADC:n toiminnan kannalta on olennaisen tärkeää, että tulojännite pysyy vakiona koko muunnosjakson ajan. Kuitenkin "todelliset" signaalit yleensä muuttuvat ajan myötä. Näytteenotto- ja pitopiiri "muistaa" nykyisen arvon analoginen signaali, ja pitää sen muuttumattomana koko laitteen käyttöjakson ajan.
Laitteen etu on suhteellinen suuri nopeus muunnos: N-bittisen ADC:n muunnosaika on N kellojaksoa. Muunnostarkkuutta rajoittaa sisäisen DAC:n tarkkuus ja se voi olla 16-18 bittiä (24-bittiset SAR ADC:t ovat nyt alkaneet ilmestyä, esimerkiksi AD7766 ja AD7767).
Delta-Sigma ADC
Ja lopuksi eniten mielenkiintoinen kaveri ADC on sigma-delta ADC, jota joskus kutsutaan kirjallisuudessa varaustasapainotetuksi ADC:ksi. Sigma-delta ADC:n lohkokaavio on esitetty kuvassa. 3.
Kuva 3. Sigma-delta ADC:n lohkokaavio.
Tämän ADC:n toimintaperiaate on jonkin verran monimutkaisempi kuin muiden ADC-tyyppien. Sen olemus on, että tulojännitettä verrataan integraattorin keräämään jännitearvoon. Integraattorin tuloon syötetään positiivisen tai negatiivisen napaisuuden pulsseja vertailun tuloksesta riippuen. Tämä ADC on siis yksinkertainen seurantajärjestelmä: integraattorin lähdössä oleva jännite "seuraa" tulojännitettä (kuva 4). Tämän piirin tulos on nollien ja ykkösten virta komparaattorin lähdössä, joka sitten johdetaan digitaalisen alipäästösuodattimen läpi, mikä johtaa N-bittiseen tulokseen. LPF kuvassa. 3. Yhdessä "desimaattorin" kanssa, laite, joka vähentää lukemien taajuutta "desimoimalla" niitä.
Riisi. 4. Sigma-delta ADC seurantajärjestelmänä
Esityksen tarkkuuden vuoksi on sanottava, että kuvassa Kuvio 3 esittää lohkokaavion ensimmäisen asteen sigma-delta ADC:stä. Toisen asteen sigma-delta ADC:ssä on kaksi integraattoria ja kaksi silmukkaa palautetta, mutta sitä ei oteta huomioon tässä. Tästä aiheesta kiinnostuneet voivat viitata.
Kuvassa Kuva 5 näyttää signaalit ADC:ssä nollatulotasolla (ylhäällä) ja Vref/2-tasolla (alhaalla).
Riisi. 5. Signaalit ADC:ssä eri tulosignaalitasoilla.
Nyt menemättä liian monimutkaiseksi matemaattinen analyysi, Yritetään ymmärtää, miksi sigma-delta ADC:t ovat erittäin matala taso omaa melua.
Tarkastellaan kuvan 1 sigma-delta-modulaattorin lohkokaaviota. 3 ja esitä se tässä muodossa (kuva 6):
Riisi. 6. Sigma-delta-modulaattorin lohkokaavio
Tässä vertailija on esitetty summaimena, joka laskee yhteen jatkuvan halutun signaalin ja kvantisointikohinan.
Anna integraattorin olla siirto-toiminto 1/s. Sitten, kun hyödyllinen signaali esitetään X(s), sigma-delta-modulaattorin lähtö Y(s) ja kvantisointikohina E(s), saadaan ADC-siirtofunktio:
Y(s) = X(s)/(s+1) + E(s)s/(s+1)
Eli itse asiassa sigma-delta-modulaattori on suodatin matalat taajuudet(1/(s+1)) hyödylliselle signaalille ja suodatin korkeat taajuudet(s/(s+1)) kohinalle, molemmilla suodattimilla on sama rajataajuus. Spektrin suurtaajuusalueelle keskittynyt kohina poistetaan helposti digitaalisella alipäästösuodattimella, joka sijaitsee modulaattorin jälkeen.
Riisi. 7. Ilmiö kohinan "siirtymisestä" spektrin korkeataajuiseen osaan
On kuitenkin ymmärrettävä, että tämä on äärimmäisen yksinkertaistettu selitys sigma-delta-ADC:n kohinanmuodostusilmiöstä.
Joten, sigma-delta ADC:n tärkein etu on sen korkea tarkkuus, joka johtuu sen oman kohinan erittäin alhaisesta tasosta. Korkean tarkkuuden saavuttamiseksi on kuitenkin välttämätöntä, että digitaalisen suodattimen rajataajuus on mahdollisimman alhainen, monta kertaa pienempi kuin sigma-delta-modulaattorin toimintataajuus. Siksi sigma-delta ADC:t ovat alhainen nopeus muunnoksia.
Niitä voidaan käyttää äänitekniikassa, mutta pääasiallinen käyttökohde on teollisuusautomaatiossa anturisignaalien muuntamiseen, mittauslaitteissa ja muissa sovelluksissa, joissa vaaditaan suurta tarkkuutta. mutta suurta nopeutta ei vaadita.
Hieman historiaa
Historian vanhin maininta ADC:stä on luultavasti Paul M. Raineyn patentti "Facsimile Telegraph System", U.S. Patentti 1 608 527, jätetty 20. heinäkuuta 1921, myönnetty 30. marraskuuta 1926. Patentissa kuvattu laite on itse asiassa 5-bittinen suoramuunnos-ADC.
Riisi. 8. Ensimmäinen patentti ADC:lle
Riisi. 9. Suora muunnos ADC (1975)
Kuvassa näkyvä laite on Computer Labsin valmistama, vuonna 1975 valmistettu suoramuunnos ADC MOD-4100, joka on koottu diskreeteillä vertailijoilla. Komparaattoreita on 16 (ne sijaitsevat puoliympyrässä signaalin etenemisviiveen tasaamiseksi jokaiselle komparaattorille), joten ADC:n leveys on vain 4 bittiä. Muunnosnopeus 100 MSPS, virrankulutus 14 wattia.
Seuraavassa kuvassa on suoramuunnos-ADC:n edistynyt versio.
Riisi. 10. Suora muunnos ADC (1970)
Computer Labsin valmistama 1970 VHS-630 sisälsi 64 vertailijaa, oli 6-bittinen, 30MSPS ja kulutti 100 wattia (vuoden 1975 versiossa VHS-675 oli 75 MSPS ja kulutti 130 wattia).
Kirjallisuus
W. Kester. ADC Architectures I: The Flash Converter. Analogiset laitteet, MT-020 opetusohjelma.
Ukrainan opetus- ja tiedeministeriö
Odessan kansallinen merenkulkuakatemia
Laivaelektroniikan laitos
tieteenalalla "Järjestelmät telemetristen tietojen keräämiseen ja käsittelyyn"
"Digitaali-analogimuuntimet"
Valmistunut:
sarja FEM ja RE
ryhmät 3131
Strukov S.M.
Tarkastettu: Art. opettaja
Kudelkin I.N.
Odessa - 2007
1. Esittely
2. Yleistä tietoa
3. Sarja-DAC:t
4. Rinnakkais-DAC:t
5. DAC:n soveltaminen
6. DAC-parametrit
7. Lista lähteistä
JOHDANTO
Viime vuosikymmenet ovat johtuneet mikroelektroniikan laajasta käyttöönotosta ja tietokone teknologia, jonka kanssa tiedonvaihto tapahtuu lineaarisella analogisella ja digitaalimuuntimet(ADC ja DAC).
Nykyaikaiselle näyttämölle on ominaista suuret ja erittäin suuret integroidut piirit DAC:t ja ADC:t korkealla toimintaparametreja: nopeus, pienet virheet, monibitti. LSI DAC:n ja ADC:n sisällyttäminen yhdeksi, toiminnallisesti täydelliseksi yksiköksi yksinkertaisti huomattavasti niiden käyttöönottoa molemmissa laitteissa ja asennuksissa. tieteellinen tutkimus ja teollisuudessa ja teki sen mahdolliseksi nopea vaihto tietoja analogisten ja digitaalisten laitteiden välillä.
Yleistä tietoa
Digital-to-analog converter (DAC) on suunniteltu muuttamaan numero, joka yleensä määritellään binäärikoodiksi, jännitteeksi tai virraksi, joka on verrannollinen digitaalisen koodin arvoon. Digitaali-analogi-muuntimien piirit ovat hyvin erilaisia. Kuvassa Kuvassa 1 on esitetty DAC:n luokittelukaavio sen piiriominaisuuksien mukaan. Lisäksi digitaali-analogiamuuntimien IC:t luokitellaan seuraavien kriteerien mukaan:
o Lähtösignaalin tyypin mukaan: virtalähdöllä ja jännitelähdöllä.
o Tyypin mukaan digitaalinen käyttöliittymä: Kanssa sarjatulo ja syöttökoodin rinnakkaisella syötöllä.
o Sirulla olevien DAC:ien lukumäärän mukaan: yksikanavainen ja monikanavainen.
o Nopeuden mukaan: kohtalainen ja suuri nopeus.
Riisi. 1. DAC-luokitus
SARJA-DAC:t
DAC pulssinleveysmodulaatiolla
Hyvin usein DAC on osa mikroprosessorijärjestelmiä. Tässä tapauksessa, jos korkeaa suorituskykyä ei vaadita, muuntaminen digitaalisesta analogiseksi voidaan tehdä hyvin yksinkertaisesti käyttämällä pulssinleveysmodulaatiota (PWM). DAC-piiri PWM:llä on esitetty kuvassa. 1a.
Riisi. 1. DAC pulssinleveysmodulaatiolla
Digitaalisesta analogiseksi muunnos on helpoimmin organisoitavissa, jos mikro-ohjaimessa on sisäänrakennettu pulssinleveyden muunnostoiminto (esim. Atmelin AT90S8515 tai 87C51GB Inteliltä). PWM-lähtö ohjaa kytkintä S. Määritetystä muunnosbittisyvyydestä riippuen (AT90S8515-ohjaimelle 8-, 9- ja 10-bittiset tilat ovat mahdollisia) ohjain generoi ajastimensa/laskurinsa avulla pulssisarjan, jonka suhteellinen kesto g = t Ja / T määräytyy suhteen perusteella
Missä N- muunnosbitin syvyys ja D- muunnettu koodi. Alipäästösuodatin tasoittaa pulsseja korostaen keskimääräistä jännitearvoa. Tämän seurauksena muuntimen lähtöjännite
Tarkasteltu piiri tarjoaa lähes ihanteellisen muunnoksen lineaarisuuden eikä sisällä tarkkuuselementtejä (paitsi referenssijännitelähde). Sen tärkein haittapuoli on alhainen suorituskyky.
Sarjakytkentäinen kondensaattori DAC
Edellä käsitelty PWM DAC -piiri muuntaa ensin digitaalinen koodi aikaväliksi, joka muodostetaan käyttämällä binäärilaskinta kvantti kvantti kerrallaan, jotta saadaan N- 2 bitin muunnokset vaaditaan N aikakvantit (syklit). Kuvassa oleva DAC-sarjapiiri. 2 mahdollistaa muuntamisen digitaalisesta analogiseksi huomattavasti pienemmällä kellojaksolla.
Tässä piirissä kondensaattorin kapasiteetit ovat KANSSA 1 ja KANSSA 2 ovat yhtä suuret. Ennen muunnossyklin alkamista kondensaattori KANSSA 2 puretaan avaimella S 4. Syöte binäärisana määritetään peräkkäisen koodin muodossa. Sen muuntaminen suoritetaan peräkkäin, alkaen pienimmästä merkitsevästä numerosta d 0 . Jokainen muunnossykli koostuu kahdesta puolijaksosta. Ensimmäisellä puolijaksolla kondensaattori KANSSA 1 latautuu referenssijännitteeseen U op at d 0 =1 sulkemalla avaimen S 1 tai purkautuu nollaan klo d 0 =0 sulkemalla avaimen S 2. Toisella puolijaksolla avaimet auki S 1 ,S 2 ja S 4 avain sulkeutuu S 3, jolloin varaus jakautuu puoliksi KANSSA 1 ja KANSSA 2. Tuloksena saamme
U 1 (0)=U ulos (0)=( d 0 /2)U op
Kondensaattorilla ollessaan KANSSA 2 latausta ylläpidetään, kondensaattorin latausmenettely KANSSA 1 on toistettava seuraavalle numerolle d 1 syöttösana. Uuden latausjakson jälkeen kondensaattoreiden jännite on
Muunnos suoritetaan samalla tavalla sanan jäljellä oleville biteille. Tämän seurauksena N-bittinen DAC-lähtöjännite on yhtä suuri kuin
Jos haluat tallentaa muunnoksen tulos jollain tavalla pitkä aika, UVH tulee kytkeä piirin lähtöön. Muunnosjakson päätyttyä sinun tulee suorittaa näytteenottojakso, vaihtaa UVH tallennustilaan ja aloittaa muuntaminen uudelleen.
Siten esitetty piiri muuntaa tulokoodin 2:ksi N quanta, mikä on huomattavasti pienempi kuin PWM-DAC. Tässä tarvitaan vain kaksi sovitettua pientä kondensaattoria. Piirin analogisen osan konfiguraatio ei riipu muunnetun koodin bittisyvyydestä. Suorituskyvyn suhteen sarja-DAC on kuitenkin huomattavasti huonompi kuin rinnakkaiset digitaali-analogimuuntimet, mikä rajoittaa sen käyttöaluetta.
Useimmat rinnakkaiset DAC-piirit perustuvat virtojen summaukseen, joista jokaisen voimakkuus on verrannollinen digitaalisen binääribitin painoon, ja vain ne bittivirrat, joiden arvo on yhtä suuri kuin 1, tulisi laskea yhteen. Oletetaan esimerkiksi, että haluat muuntaa nelibittisen binaarikoodin analogiseksi virtasignaaliksi. Neljännen, eniten merkitsevän numeron (MSD) paino on 2 3 =8, kolmannen numeron - 2 2 =4, toisen - 2 1 =2 ja vähiten merkitsevän (LSB) - 2 0 =1. Jos SZR I MZR:n paino on 1 mA, niin I SZR = 8 mA ja muuntimen maksimilähtövirta I out.max = 15 mA ja vastaa koodia 1111 2. On selvää, että esimerkiksi koodi 1001 2 vastaa I out = 9 mA jne. Tästä syystä on tarpeen rakentaa piiri, joka varmistaa tarkkojen punnitusvirtojen muodostuksen ja kytkemisen annettujen lakien mukaisesti. Yksinkertaisin kaava, joka toteuttaa tämän periaatteen, on esitetty kuvassa. 3.
Vastusten resistanssi valitaan siten, että kun kytkimet ovat kiinni, niiden läpi kulkee purkauspainoa vastaava virta. Avain on suljettava, kun vastaava bitti syöttösanaa yhtä suuri kuin yksi. Lähtövirta määräytyy suhteesta
Kun DAC:n bittikapasiteetti on suuri, virransäätövastukset on sovitettava suurella tarkkuudella. Tiukimmat tarkkuusvaatimukset asetetaan korkeimpien numeroiden vastuksille, koska virtojen leviäminen niissä ei saa ylittää alemman asteen numeron virtaa. Siksi vastus levisi k:s numero pitäisi olla pienempi kuin
Tästä ehdosta seuraa, että vastuksen resistanssin leviäminen esimerkiksi neljännessä numerossa ei saa ylittää 3%, ja 10. numerossa - 0,05% jne.
Tarkastetulla järjestelmällä on kaikesta yksinkertaisuudestaan huolimatta joukko haittoja. Ensinnäkin eri tulokoodeilla referenssijännitelähteestä (RPS) kuluva virta on erilainen, ja tämä vaikuttaa lähtöjännitteen RES arvoon. Toiseksi painovastusten vastusarvot voivat vaihdella tuhansia kertoja, mikä tekee näiden vastusten toteuttamisesta puolijohde-IC:issä erittäin vaikeaa. Lisäksi monibittisten DAC:iden korkealuokkaisten vastusten resistanssi voi olla verrattavissa suljetun kytkimen resistanssiin, mikä johtaa muunnosvirheeseen. Kolmanneksi tässä piirissä avoimiin kytkimiin kohdistetaan merkittävä jännite, mikä vaikeuttaa niiden rakentamista.
Nämä puutteet on poistettu AD7520 DAC-piiristä ( kotimainen analogi 572PA1), jonka Analog Devices on kehittänyt vuonna 1973 ja joka on nyt pohjimmiltaan alan standardi (monet tuotantomalleja DAC). Ilmoitettu kaavio on esitetty kuvassa. 4. MOS-transistoreja käytetään tässä kytkiminä.
Riisi. 4. DAC-piiri kytkimillä ja vakioimpedanssimatriisilla
Tässä piirissä muunninportaiden painokertoimien asetus suoritetaan jakamalla vertailujännite peräkkäin vakioimpedanssin resistiivisen matriisin avulla. Tällaisen matriisin pääelementti on jännitteenjakaja (kuva 5), jonka on täytettävä seuraava ehto: jos se on kuormitettu resistanssilla R n, niin sen tuloresistanssin R in on myös saatava arvo R n. Ketjunheikennyskertoimen a=U 2 /U 1 tällä kuormituksella pitäisi olla aseta arvo. Kun nämä ehdot täyttyvät, saamme seuraavat resistanssien lausekkeet:
klo binäärikoodaus a = 0,5. Jos laitetaan R n =2R, niin R s =R ja R p =2R kuvan 4 mukaisesti.
Koska kytkimien S k missä tahansa asennossa ne kytkevät vastusten alemmat liittimet yhteiseen piiriväylään, on referenssijännitelähdettä kuormitettu vakiotuloresistanssilla Rin =R. Näin varmistetaan, että vertailujännite pysyy muuttumattomana mille tahansa DAC-tulokoodille.
Kuvan mukaan Kuviossa 4 piirin lähtövirrat määräytyvät suhteiden mukaan
ja tulovirta
Koska matriisin vastusten 2R alemmat liittimet, missä tahansa kytkinten S k tilassa, on kytketty yhteiseen piiriväylään suljettujen kytkinten pienen vastuksen kautta, kytkimien jännitteet ovat aina pieniä, muutaman millivoltin sisällä. . Tämä yksinkertaistaa kytkinten ja ohjauspiirien rakentamista ja mahdollistaa laajan valikoiman referenssijännitteiden käytön, mukaan lukien erilaiset polariteetit. Koska DAC:n lähtövirta riippuu lineaarisesti U op:sta (katso (8)), tämän tyyppisiä muuntimia voidaan käyttää analogisen signaalin kertomiseen (soveltamalla se referenssijännitetuloon) digitaalisella koodilla. Tällaisia DAC:ita kutsutaan kertoviksi DAC:iksi (MDAC).
Tämän piirin tarkkuutta vähentää se, että DAC:illa, joilla on korkea terän syvyys, on tarpeen sovittaa kytkinten resistanssi R 0 purkausvirtojen kanssa. Tämä on erityisen tärkeää korkealuokkaisten avainten kohdalla. Esimerkiksi 10-bittisessä AD7520 DAC:ssa kuuden merkittävimmän bitin MOS-avaintransistorit tehdään pinta-alaltaan erilaisiksi ja niiden resistanssi R 0 kasvaa binäärikoodi(20, 40, 80, : , 640 ohmia). Tällä tavalla tasataan jännitehäviöt kuuden ensimmäisen bitin kytkimien yli (10 mV asti), mikä varmistaa DAC-transienttivasteen monotonisuuden ja lineaarisuuden. 12-bittisen DAC 572PA2:n differentiaalinen epälineaarisuus on jopa 0,025 % (1 LSB).
MOS-kytkimiin perustuvilla DAC:illa on suhteellisen alhainen suorituskyky johtuen MOS-kytkimien suuresta tulokapasitanssista. Saman 572PA2:n lähtövirran asettumisaika, kun tulokoodia muutetaan 000...0 arvosta 111...1, on 15 μs. Burr-Braun 12-bittisen DAC7611:n lähtöjännitteen asettumisaika on 10 µs. Samaan aikaan MOS-kytkimiin perustuvilla DAC:illa on minimaalinen virrankulutus. Sama DAC7611 kuluttaa vain 2,5 mW. SISÄÄN Viime aikoina Yllä käsitellyn tyyppisiä DAC-malleja, joilla on korkeampi suorituskyky, ilmestyivät. Siten 12-bittisen AD7943:n virran asettumisaika on 0,6 μs ja virrankulutus vain 25 μW. Alhainen itsekulutus mahdollistaa tällaisten mikrotehoisten DAC:ien syöttämisen suoraan referenssijännitelähteestä. Lisäksi niissä ei ehkä ole edes pistoketta ION:in liittämistä varten, esimerkiksi AD5321.
DAC nykyisistä lähteistä
Virtalähteisiin perustuvilla DAC:illa on suurempi tarkkuus. Toisin kuin aiempi versio, jossa painovirrat muodostuvat suhteellisen alhaisen resistanssin vastuksista, ja sen seurauksena ne riippuvat kytkinten resistanssista ja kuormasta, tässä tapauksessa painovirrat saadaan transistorivirtalähteistä, joilla on korkea dynaaminen vastus. DAC:n yksinkertaistettu piiri, jossa käytetään virtalähteitä, on esitetty kuvassa. 6.
Riisi. 6. DAC-piiri virtalähteissä
Painovirrat muodostetaan resistiivisen matriisin avulla. Transistorien kantojen potentiaalit ovat samat, ja jotta kaikkien transistorien emitterien potentiaalit olisivat yhtä suuret, niiden emitterien alueet muutetaan erilaisiksi painokertoimien mukaisesti. Oikeaa matriisivastusta ei ole kytketty yhteinen bussi, kuten kuvan kaaviossa. 4 ja kahteen identtiseen transistoriin VT 0 ja VT n, jotka on kytketty rinnan, minkä seurauksena virta VT 0:n läpi on puolet VT 1:n läpi kulkevasta virrasta. Resistiivisen matriisin tulojännite luodaan referenssitransistorin VT op ja operaatiovahvistimen op-amp1 avulla, jonka lähtöjännite on asetettu siten, että kerääjävirta transistori VT op ottaa arvon I op. Lähtövirta N-bittiselle DAC:lle
Tyypillisiä esimerkkejä DAC:ista virtakytkimissä bipolaariset transistorit avaimet ovat 12-bittinen 594PA1, jonka asettumisaika on 3,5 μs ja lineaarisuusvirhe enintään 0,012 %, ja 12-bittinen AD565, jonka asettumisaika on 0,2 μs samalla lineaarisuusvirheellä. AD668:n suorituskyky on vielä parempi, asettumisaika on 90 ns ja sama lineaarisuusvirhe. Uusista kehityssuunnista voidaan mainita 14-bittinen AD9764, jonka asettumisaika on 35 ns ja lineaarisuusvirhe enintään 0,01%. Bipolaarisia differentiaaliasteita käytetään usein virtakytkiminä S k, joissa transistorit toimivat aktiivinen tila. Tämä mahdollistaa asettumisajan lyhentämisen muutamaan nanosekuntiin. Differentiaalivahvistimien virtakytkinpiiri on esitetty kuvassa. 7.
Differentiaalikaskadit VT 1 -VT 3 ja VT" 1 -VT" 3 on muodostettu tavallisista ESL-venttiileistä. Lähtöemitterin seuraajan kollektoriliittimen läpi kulkeva virta Ik on kennon lähtövirta. Jos päällä digitaalinen tulo D k, syötetään korkea jännite, sitten transistori VT 3 avautuu ja transistori VT" 3 sulkeutuu. Ulostulovirta määräytyy lausekkeella
Tarkkuus kasvaa merkittävästi, jos vastus Re korvataan lähteellä tasavirta, kuten kuvan kaaviossa. 6. Piirin symmetrian ansiosta on mahdollista tuottaa kaksi lähtövirtaa - suora ja käänteinen. Tällaisten DAC:ien nopeimmissa malleissa on ESL-tulotasot. Esimerkki on 12-bittinen MAX555, jonka asettumisaika on 4 ns 0,1 %:n tasolle. Koska tällaisten DAC:ien lähtösignaalit kattavat radiotaajuusalueen, niillä on lähtöimpedanssi 50 tai 75 ohmia, jotka on sovitettava muuntimen lähtöön kytketyn kaapelin ominaisimpedanssiin.
DAC-SOVELLUS
Suunnitelmat digitaali-analogi-muuntimien käyttöön eivät liity ainoastaan koodi-analogiamuunnoksen alaan. Niiden ominaisuuksien avulla voit määrittää kahden tai useamman signaalin tulot, rakentaa toimintojakajia, analogisia linkkejä, joita ohjataan mikro-ohjaimilla, kuten vaimentimia, integraattoreita. Signaaligeneraattorit, mukaan lukien mielivaltaiset aaltomuodot, ovat myös tärkeä sovellusalue DAC:ille. Alla on joitain signaalinkäsittelypiirejä, jotka sisältävät D-A-muuntimia.
Käsittelee allekirjoitettuja numeroita
Tähän asti digitaali-analogiamuuntimia kuvattaessa tulo digitaalista tietoa esitetään luonnollisina lukuina (unipolaarinen). Kokonaislukujen käsittelyssä (kaksinapainen) on tiettyjä ominaisuuksia. Tyypillisesti binaariset kokonaisluvut esitetään käyttämällä kahden komplementtikoodia. Tällä tavalla kahdeksaa numeroa käyttämällä voit esittää numeroita välillä -128 - +127. Kun syötetään numeroita DAC:iin, tämä lukualue siirretään arvoon 0...255 lisäämällä 128. Yli 128:aa suuremmat luvut katsotaan positiivisiksi ja alle 128 negatiivisiksi. Keskimääräinen luku 128 vastaa nollaa. Tätä etumerkittyjen numeroiden esitystä kutsutaan siirretyksi koodiksi. Puolet tietyn bitin täydestä asteikosta (esimerkissämme 128) olevan luvun lisääminen voidaan tehdä helposti kääntämällä merkitsevin (merkki)bitti. Tarkasteltujen koodien vastaavuus on havainnollistettu taulukossa. 1.
pöytä 1
Digitaalisten ja analogisten suureiden välinen suhde
Oikean etumerkin omaavan lähtösignaalin saamiseksi on tarpeen kääntää siirto vähentämällä virta tai jännite, joka on puolet muuntimen asteikosta. Tämä voidaan tehdä erilaisille DAC-tyypeille eri tavoilla. Esimerkiksi virtalähteiden DAC:issa vertailujännitteen vaihtelualue on rajoitettu ja lähtöjännitteellä on napaisuus käänteinen napaisuus referenssijännite. Tässä tapauksessa bipolaarinen tila Tämä saavutetaan yksinkertaisimmin sisällyttämällä ylimääräinen biasvastus R cm DAC-lähdön ja referenssijännitetulon väliin (kuva 8a). Vastus R cm on valmistettu IC-sirulla. Sen vastus valitaan siten, että virta I cm on puolet DAC-lähtövirran maksimiarvosta.
Lähtövirran bias-ongelma voidaan periaatteessa ratkaista samalla tavalla MOS-kytkimiin perustuville DAC:ille. Tätä varten sinun on käännettävä referenssijännite ja muodostettava sitten bias-virta -U optista, joka tulee vähentää DAC-lähtövirrasta. Lämpötilan vakauden ylläpitämiseksi on kuitenkin parempi varmistaa, että bias-virta tuotetaan suoraan DAC:ssa. Voit tehdä tämän kuvan kaaviossa. Kuviossa 8a toinen operaatiovahvistin on otettu käyttöön ja DAC:n toinen lähtö on kytketty tämän operaatiovahvistimen tuloon (kuva 8b).
Toinen DAC-lähtövirta,
Op-amp1:n sisääntulossa virta I" out summataan virtaan I mr, joka vastaa tulokoodin vähiten merkitsevän numeron yksikköä.
Kokonaisvirta on käänteinen. Takaisinkytkentävastuksen R os OU2 läpi kulkeva virta on
Tai 
klo 
ja milloin 
Tapauksessa N=8 tämä osuu yhteen taulukon 2 tietojen kanssa kertoimeen 2 asti. 6, ottaen huomioon se tosiasia, että MOS-kytkimiin perustuva muuntaja maksimilähtövirta
.
Jos vastukset R2 sopivat hyvin resistanssiltaan, niiden arvon absoluuttinen muutos lämpötilan vaihteluilla ei vaikuta piirin lähtöjännitteeseen.
Digitaali-analogiamuuntimissa, joiden lähtösignaali on jännitteen muodossa ja joka on rakennettu käänteisresistiiviselle matriisille (katso kuva 9), kaksinapainen tila voidaan toteuttaa helpommin (kuva 8c). Tyypillisesti tällaiset DAC:t sisältävät sirussa olevan lähtöpuskurivahvistimen. DAC:n käyttämiseksi unipolaarisessa kytkennässä piirin alemman vastuksen R vapaata napaa ei ole kytketty tai se on kytketty piirin yhteiseen pisteeseen lähtöjännitteen kaksinkertaistamiseksi. Työskennellä sisään bipolaarinen inkluusio tämän vastuksen vapaa lähtö on kytketty DAC:n referenssijännitetuloon. Tässä tapauksessa operaatiovahvistin toimii differentiaaliliitännässä ja sen lähtöjännitteessä
Kuten edellä jo mainittiin, MOS-kytkimiin perustuvat DAC-muuntimet mahdollistavat vertailujännitteen muuttamisen laajalla alueella, mukaan lukien napaisuuden muutoksen. Ulostulojännite DAC on verrannollinen referenssijännitteen ja tulon digitaalisen koodin tuloon. Tämä seikka mahdollistaa tällaisten DAC:ien suoran käytön analogisen signaalin kertomiseen digitaalisella koodilla.
Kun DAC on kytketty yksinapaisesti, lähtösignaali on verrannollinen kaksinapaisen analogisen signaalin ja unipolaarisen digitaalisen koodin tuloon. Tällaista kerrointa kutsutaan kahden kvadrantin kertoimeksi. Kun DAC on kytketty kaksinapaisesti (kuvat 8b ja 8c), lähtösignaali on verrannollinen bipolaarisen analogisen signaalin ja bipolaarisen digitaalisen koodin tuloon. Tämä piiri voi toimia neljän kvadrantin kertoimena.
Tulojännitteen jakaminen digitaalisella asteikolla M D =D/2 N suoritetaan käyttämällä kaksikvadranttijakajapiiriä (kuva 9).
Kuvan kaaviossa. Kuviossa 9a MOS-kytkinmuunnin, jossa on virtalähtö, toimii jännite-virta-muuntimena, jota ohjataan D-koodilla ja sisältyy operaatiovahvistimen takaisinkytkentäpiiriin. Tulojännite syötetään IC-sirun DAC-takaisinkytkentävastuksen vapaaseen napaan.
Tässä piirissä DAC:n lähtövirta on
,
että kun ehto R os = R täyttyy, se antaa
.
On huomattava, että koodilla "kaikki nollat" palaute avataan. Tämä tila voidaan estää joko poistamalla tällainen koodi käytöstä ohjelmistossa tai kytkemällä op-vahvistimen lähdön ja invertoivan sisääntulon väliin vastus, jonka resistanssi on R·2 N+1.
DAC:iin perustuva jakajapiiri, jonka jännitelähtö on rakennettu käänteisresistiiviselle matriisille ja joka sisältää puskurioperaatiovahvistimen, on esitetty kuvassa. 9b. Tämän piirin lähtö- ja tulojännitteet liittyvät yhtälöön
tämä tarkoittaa 
.
Tässä piirissä vahvistin on sekä positiivisen että negatiivisen takaisinkytkennän peitossa. Jotta negatiivinen palaute vallitsee (muuten operaatiovahvistimesta tulee vertailija), ehdon D on täytyttävä<2 N-1 или M D <1/2. Это ограничивает значение входного кода нижней половиной шкалы.
DAC-PARAMETRIT
Kun digitaalisen tulosignaalin D(t) arvot kasvavat peräkkäin arvosta 0 arvoon 2 N -1 vähiten merkitsevän yksikön (EMP) kautta, lähtösignaali U out (t) muodostaa porrastetun käyrän. Tätä riippuvuutta kutsutaan yleensä DAC-muunnosominaispiirteeksi. Jos laitteistovirheitä ei ole, askelmien keskipisteet sijaitsevat ihanteellisella suoralla 1 (kuva 10), joka vastaa ideaalista muunnoskäyrää. Todellinen muunnosominaisuus voi poiketa merkittävästi ihanteellisesta portaiden koon ja muodon sekä niiden sijainnin suhteen koordinaattitasolla. Näiden erojen kvantifioimiseksi on useita parametreja.
Riisi. 10 DAC-muunnoksen staattiset ominaisuudet
Staattiset parametrit
Resoluutio - lisäys U ulos muuntaessasi viereisiä arvoja D j, ts. erilainen EMR:ssä. Tämä lisäys on kvantisointivaihe. Binäärimuunnoskoodeilla kvantisointiaskeleen nimellisarvo on h=U psh /(2 N -1), missä U psh on DAC:n nimellinen maksimilähtöjännite (full scale voltage), N on bittikapasiteetti. DAC. Mitä suurempi muuntimen bittisyvyys, sitä suurempi on sen resoluutio. Täysi asteikon virhe on suhteellinen ero muunnosasteikkorajan todellisen ja ideaaliarvon välillä, kun nollapoikkeamaa ei ole.
.
Se on kokonaisvirheen kertova komponentti. Joskus ilmaistaan vastaavalla EMP-numerolla.
Nollapoikkeamavirhe - U-ulostulon arvo, kun DAC-tulokoodi on nolla. Se on kokonaisvirheen additiivinen komponentti. Tyypillisesti ilmaistuna millivoltteina tai prosentteina täydestä asteikosta:
.
Epälineaarisuus on todellisen muunnoskäyrän U out (D) suurin poikkeama optimaalisesta (viiva 2 kuvassa 10). Optimaalinen ominaisuus löydetään empiirisesti epälineaarisuusvirheen arvon minimoimiseksi. Epälineaarisuus määritellään yleensä suhteellisissa yksiköissä, mutta vertailutiedoissa se on annettu myös EMR:ssä. Kuvassa näytetyille ominaisuuksille. 10
.
Differentiaalinen epälineaarisuus on todellisen muunnoskäyrän U out (D) poikkeaman suurin muutos (merkki huomioiden) optimaalisesta siirtyessä yhdestä sisääntulokoodiarvosta toiseen viereiseen arvoon. Yleensä määritellään suhteellisissa yksiköissä tai EMP:ssä. Kuvassa näytetyille ominaisuuksille. 10,
.
Muunnoskäyrän monotonisuus on DAC U out -lähtöjännitteen kasvu (pieneneminen) tulokoodin D kasvun (pienennyksen) kanssa. Jos differentiaalinen epälineaarisuus on suurempi kuin suhteellinen kvantisointiaskel h/U psh, niin muuntimen ominaisuus on ei-monotoninen.
DA-muuntimen lämpötilan epävakautta kuvaavat täyden asteikon virheen ja nollapoikkeamavirheen lämpötilakertoimet.
Täysi asteikon ja nollapisteen virheet voidaan korjata kalibroimalla (virittämällä). Epälineaarisuusvirheitä ei voida poistaa yksinkertaisin keinoin.
DAC:n dynaamiset parametrit määräytyvät lähtösignaalin muutoksesta, kun tulokoodi muuttuu äkillisesti, yleensä arvosta "kaikki nollia" arvoon "kaikki ykköset" (kuva 11).
Riisi. 11. DAC-transienttivaste
Perustamisaika on aikaväli siitä hetkestä, kun syöttökoodi vaihtuu (kuvassa 11 t=0) siihen hetkeen, jolloin yhtäläisyys täyttyy viimeisen kerran
|U out -U psh |=d/2,
d/2 vastaa yleensä EMP:tä.
Slew rate - U out (t) maksimimuutosnopeus transienttiprosessin aikana. Se määritellään lisäyksen DU ulos suhteeksi aikaan Dt, jonka aikana tämä lisäys tapahtui. Yleensä määritelty DAC:n teknisissä tiedoissa jännitteen lähtösignaalilla. Virtalähtöisellä DAC:lla tämä parametri riippuu suurelta osin lähdön operaatiovahvistimen tyypistä.
Jänniteulostulolla varustetuille DAC:ille kerrotaan usein yksikkövahvistustaajuus ja tehokaistanleveys, jotka määräytyvät pääasiassa lähtövahvistimen ominaisuuksien mukaan.
LUETTELO KÄYTETTYISTÄ VIITTEET
1. Federkov B.G., Telets V.A., DAC- ja ADC-mikropiirit: toiminta, parametrit, sovellus. M.: Energoizdat, 1990. –320 s.
2. Valakh V.V., Grigoriev V.F., Nopeat ADC:t satunnaisten signaalien muodon mittaamiseen M.: Instrumentit ja kokeellinen laitteisto. 1987. Nro 4 s. 86-90
3. Nopeat integroidut piirit DAC ja ADC ja niiden parametrien mittaus. Toimittanut Marcinkavyuches. M.: Radio ja viestintä. 1988 –224 s. ©
Digitaali-analogiamuuntimilla on staattiset ja dynaamiset ominaisuudet.
DAC:n staattiset ominaisuudet
Main staattiset ominaisuudet DAC:t ovat:
· resoluutio;
· epälineaarisuus;
· differentiaalinen epälineaarisuus;
· yksitoikkoisuus;
· muuntokerroin;
· absoluuttinen täyden asteikon virhe;
· suhteellinen täyden asteikon virhe;
· nollapoikkeama;
absoluuttinen virhe
Resoluutio – tämä on U OUT:n lisäys, kun muunnetaan vierekkäisiä arvoja D j, ts. eroavat yhdellä vähiten merkitsevällä yksiköllä (EMP). Tämä lisäys on kvantisointivaihe. Binäärimuunnoskoodeille kvantisointivaiheen nimellisarvo on
h = U PS /(2 N – 1),
missä U PN on DAC:n nimellinen maksimilähtöjännite (täyden asteikon jännite), N on DAC:n bittikapasiteetti. Mitä suurempi muuntimen bittisyvyys, sitä suurempi on sen resoluutio.
Täysi mittakaavavirhe – muunnosasteikkorajan todellisen ja ideaaliarvon suhteellinen ero nollapoikkeaman puuttuessa, ts.
Se on kokonaisvirheen kertova komponentti. Joskus ilmaistaan vastaavalla EMP-numerolla.
Nollapoikkeamavirhe – U OUT:n arvo, kun DAC-tulokoodi on nolla. Se on kokonaisvirheen additiivinen komponentti. Tyypillisesti ilmaistuna millivoltteina tai prosentteina täydestä asteikosta:
Epälineaarisuus – todellisen muunnoskäyrän U OUT (D) suurin poikkeama optimaalisesta (kuva 5.2, rivi 2). Optimaalinen ominaisuus löydetään empiirisesti epälineaarisuusvirheen arvon minimoimiseksi. Epälineaarisuus määritellään yleensä suhteellisissa yksiköissä, mutta vertailutiedoissa se on annettu myös EMR:ssä. Kuvassa näytetyille ominaisuuksille. 5.2,
Differentiaalinen epälineaarisuus – todellisen muunnoskäyrän U OUT (D) poikkeaman suurin muutos (etumerkki huomioiden) optimaalisesta siirryttäessä yhdestä tulokoodin arvosta toiseen viereiseen arvoon. Yleensä määritellään suhteellisissa yksiköissä tai EMP:ssä. Kuvassa näytetyille ominaisuuksille. 5.2,
Yksitoikkoinen muunnosominaisuudet - DAC-lähtöjännitteen (U OUT) lisäys (pienennys) tulokoodin lisäyksellä (pienennyksellä) D. Jos differentiaalinen epälineaarisuus on suurempi kuin suhteellinen kvantisointiaskel h/U PN, niin muuntimen ominaisuus on ei-monotoninen.
DAC:n lämpötilan epävakaudelle on tunnusomaista lämpötilakertoimet täyden asteikon virheet ja nollapoikkeamavirheet.
Täysi asteikon ja nollapisteen virheet voidaan korjata kalibroimalla (virittämällä). Epälineaarisuusvirheitä ei voida poistaa yksinkertaisin keinoin.
DAC:n dynaamiset ominaisuudet
TO dynaamiset ominaisuudet olen DAC:t sisältävät asettumisajan ja muunnosajan.
Kun digitaalisen tulosignaalin D(t) arvot kasvavat peräkkäin 0:sta (2 N – 1) vähiten merkitsevän yksikön kautta, lähtösignaali U OUT (t) muodostaa porrastetun käyrän. Tätä riippuvuutta kutsutaan yleensä DAC-muunnosominaispiirteeksi. Jos laitteistovirheitä ei ole, portaiden keskipisteet sijaitsevat ihanteellisella suoralla 1 (katso kuva 5.2), joka vastaa ideaalista muunnoskäyrää. Todellinen muunnosominaisuus voi poiketa merkittävästi ihanteellisesta portaiden koon ja muodon sekä niiden sijainnin suhteen koordinaattitasolla. Näiden erojen kvantifioimiseksi on useita parametreja.
DAC:n dynaamiset parametrit määräytyvät lähtösignaalin muutoksesta, kun tulokoodi muuttuu äkillisesti, yleensä arvosta "kaikki nollia" arvoon "kaikki ykköset" (kuva 5.3).
Asettumisaika
– aikaväli petoksen hetkestä
syöttökoodi (kuva 5.3, t = 0) viimeiseen yhtälön täyttymiseen asti:
|U OUT – U ПШ | = d/2,
d/2 vastaa yleensä EMP:tä.
Murtonopeus – U OUT (t) maksimimuutosnopeus transienttiprosessin aikana. Määritetään lisäyssuhteeksi D U OUT aikaan Dt, jonka aikana tämä lisäys tapahtui. Yleensä määritelty DAC:n teknisissä tiedoissa jännitteen lähtösignaalilla. Digitaali-analogiamuuntimissa, joissa on virtalähtö, tämä parametri riippuu suurelta osin lähtöoperaatiovahvistimen tyypistä.
Jänniteulostulolla varustetuille DAC:ille kerrotaan usein yksikkövahvistustaajuus ja tehokaistanleveys, jotka määräytyvät pääasiassa lähtövahvistimen ominaisuuksien mukaan.
Kuvassa 5.4 on esitetty kaksi linearisointimenetelmää, joista seuraa, että kuvan 5 mukainen linearisointimenetelmä Dl:n minimiarvon saamiseksi. 5.4, b, voit pienentää virhettä D l puoleen verrattuna linearisointimenetelmään rajapisteissä (kuva 5.4, a).
Digitaali-analogiamuuntimissa, joissa on n binaarinumeroa, ihannetapauksessa (muunnosvirheiden puuttuessa) analogialähtö U OUT suhteutetaan tulon binaarinumeroon seuraavasti:
U OUT = U OP (a 1 2 -1 + a 2 2 -2 +…+ a n 2 -n),
jossa U OP on DAC:n vertailujännite (sisäänrakennettu tai ulkoinen lähde).
Koska ∑ 2 -i = 1 – 2 -n, silloin kun kaikki bitit on kytketty päälle, DAC:n lähtöjännite on yhtä suuri:
U OUT (a 1 …a n) = U OP (1 - 2 -n) = (U OP /2 n) (2 n - 1) = D (2 n - 1) = U PS,
jossa U PN on täyden asteikon jännite.
Siten, kun kaikki bitit on kytketty päälle, digitaali-analogiamuuntimen lähtöjännite, joka tässä tapauksessa muodostaa U PN:n, eroaa referenssijännitteen (U OP) arvosta vähiten merkitsevän numeron arvolla. muunnin (D), joka määritellään seuraavasti
D = U OP /2 n.
Kun mikä tahansa i. bitti kytketään päälle, DAC:n lähtöjännite määritetään suhteesta:
U OUT /a i = U OP 2 -i .
Digitaali-analogia-muunnin muuntaa digitaalisen binäärikoodin Q 4 Q 3 Q 2 Q 1 analogiseksi arvoksi, yleensä jännitteeksi U OUT. tai nykyinen I OUT. Jokaisella binaarikoodin bitillä on tietty paino i:nnelle bitille kaksi kertaa niin paljon kuin (i-1):nnen bitin paino. DAC:n toimintaa voidaan kuvata seuraavalla kaavalla:
U OUT = e (Q 1 1 + Q 2 2 + Q 3 4 + Q 4 8 +…),
jossa e on vähiten merkitsevän numeron painoa vastaava jännite, Qi on binäärikoodin i:nnen numeron arvo (0 tai 1).
Esimerkiksi numero 1001 vastaa:
U OUT = e (1· 1 + 0 · 2 + 0 · 4 + 1 · = 9 · e,
ja numero 1100 vastaa
U OUT = e (0· 1 + 0 · 2 + 1 · 4 + 1 · = 12 · e.
DAC– digitaali-analogiamuuntimet – laitteet, jotka on suunniteltu muuntamaan diskreetti (digitaalinen) signaali jatkuvaksi (analogiseksi) signaaliksi. Muunnos suoritetaan suhteessa signaalin binäärikoodiin.
DAC-luokitus
Lähtösignaalin tyypin mukaan: virtalähdöllä ja jännitelähdöllä;
Digitaalisen käyttöliittymän tyypin mukaan: sarjatulolla ja syöttökoodin rinnakkaissyötöllä;
Sirulla olevien DAC:ien lukumäärän mukaan: yksikanavainen ja monikanavainen;
Nopeuden mukaan: kohtalainen nopeus ja suuri nopeus.
DAC:n perusparametrit:
1. N – bitin syvyys.
2. Suurin lähtövirta.
4. Vertailujännitteen suuruus.
5. Resoluutio.
6. Ohjausjännitetasot (TTL tai CMOS).
7. Muunnosvirheet (ulostulon nollapoikkeamavirhe, absoluuttinen muunnosvirhe, muunnosepälineaarisuus, differentiaalinen epälineaarisuus). 8. Muunnosaika – aikaväli koodin esittämisestä (lähetyksestä) lähtösignaalin ilmestymiseen.
9. Analogisen signaalin asettumisaika
DAC:n pääelementit ovat:
IC:hen voidaan rakentaa resistiivisiä matriiseja (joukko jakajia, joilla on tietty TCR, tietty poikkeama 2 %, 5 % tai vähemmän);
Kytkimet (bipolaarisissa tai MOS-transistoreissa);
Referenssijännitelähde.
Peruspiirit DAC:n rakentamiseen.
21. ADC. Yleiset määräykset. Näytteenottotaajuus. ADC-luokitus. Rinnakkais-ADC:n toimintaperiaate.
Toimintanopeuden mukaan ADC:t jaetaan:
1. Rinnakkaismuunnos-ADC:t (rinnakkais-ADC:t) - nopeat ADC:t, joissa on monimutkainen GHz-yksikön laitteistokäyttö.resoluutio N = 8-12 bittiä, Fg = kymmeniä MHz
2. Peräkkäisen approksimoinnin ADC (peräkkäinen laskenta) 10 MHz asti. resoluutio N = 10-16 bittiä, Fg = kymmeniä kHz
3. Integroi satojen hertsien ADC:t.resoluutio N = 16-24 bittiä, Fg = kymmeniä
4. Sigma-delta ADC yksiköt MHz.resoluutio N = 16-24 bittiä, Fg = satoja Hz
22. Sarjalaskenta ADC. Toimintaperiaate.
23. Peräkkäisten approksimaatioiden ADC. Toimintaperiaate.
Tämä koodi RPP:n lähdöstä syötetään DAC:iin, joka tuottaa vastaavan jännitteen 3/4Uinmax, jota verrataan Uin:iin (CC:ssä) ja tulos kirjoitetaan samalle bitille neljännen kellopulssin kanssa. Prosessi jatkuu sitten, kunnes kaikki numerot on analysoitu.
SAR ADC muunnosaika:
tpr = 2nTG, missä TG on generaattorin pulssin toistojakso; n – ADC-bittikapasiteetti.
Tällaiset ADC:t ovat nopeudeltaan huonompia kuin rinnakkaistyyppiset ADC:t, mutta ne ovat halvempia ja kuluttavat vähemmän virtaa. Esimerkki: 1113PV1.
24. Integroivan tyypin ADC:n toimintaperiaate.
Integroivan ADC:n toimintaperiaate perustuu kahteen perusperiaatteeseen:
1. Tulojännitteen muuntaminen taajuudelle tai pulssin kestoksi (ajaksi)
Uin → f (VLF – jännite-taajuusmuunnin)
2. Muunna taajuus tai kesto (aika) digitaaliseksi koodiksi
f → N; T→N.
Päävirhe johtuu VLF:stä.
Tämän tyyppinen ADC suorittaa muunnoksen kahdessa vaiheessa.
Ensimmäisessä vaiheessa analoginen tulosignaali integroidaan ja tämä integroitu arvo muunnetaan pulssisekvenssiksi. Tämän sekvenssin pulssien toistonopeus tai niiden kesto moduloidaan tulosignaalin integroidulla arvolla.
Toisessa vaiheessa tämä pulssisarja muunnetaan digitaaliseksi koodiksi - sen taajuus tai pulssin kesto mitataan.
